電動汽車充電器電路拓撲(二)

m.jxmhotel.com.cn 來源：電源技術應用　　　電動車商情網作者：俠名類別：電動車維修時間：2004-5-31

3 對感應耦合充電變換器的要求根據SAE J-1773標準給出的感應耦合器等效電路，連接電纜和電池負載的特性，可以得出感應耦合充電變換器應當滿足以下設計標準。 3.1 電流源高頻鏈感應耦合充電變換器的副邊濾波電路安裝在電動汽車上，因而，濾波環節采用容性濾波電路將簡化車載電路，從而減輕整個電動汽車的重量。對于容性濾波環節，變換器應當為高頻電流源特性。此外，這種電流源型電路對變換器工作頻率變化和功率等級變化的敏感程度相對較小，因而，比較容易同時考慮三種充電模式進行電路設計。而且，副邊采用容性濾波電路，副邊二極管無須采用過壓箝位措施。 3.2 主開關器件的軟開關感應耦合充電變換器的高頻化可以減小感應耦合器及車載濾波元件的體積重量，實現電源系統的小型化。但隨著頻率的不斷增高，采用硬開關工作方式的變換器，其開關損耗將大大增高，降低了變換器效率。因而，為了實現更高頻率、更高功率級的充電，必須保證主開關器件的軟開關，減小開關損耗。 3.3 恒頻或窄頻率變化范圍工作感應耦合充電變換器工作于恒頻或窄頻率變化范圍有利于磁性元件及濾波電容的優化設計，同時，必須避免工作在無線電帶寬，嚴格控制這個區域的電磁干擾。對于變頻工作，輕載對應高頻工作，重載對應低頻工作，有利于不同負載情況下的效率一致。 3.4 寬負載范圍工作感應耦合充電變換器應當能夠在寬負載范圍內安全工作，包括開路和短路的極限情況。此外，變換器也應當能夠工作在涓流充電或均衡充電等模式下。在這些模式下，變換器都應當能保證較高的效率。 3.5 感應耦合器的匝比原副邊匝比大可以使得原邊電流小，從而可采用更細線徑的功率傳輸電纜，更低電流定額的功率器件，效率獲得提升。 3.6 輸入單位功率因數感應耦合充電變換器工作在高頻，會對電網造成諧波污染。感應充電技術要得到公眾認可，獲得廣泛使用，必須采取有效措施，如功率因數校正或無功補償等技術，限制電動汽車感應耦合充電變換器進入電網的總諧波量。就目前而言，充電變換器必須滿足IEEE5191992標準或類似的標準。要滿足這些標準，加大了感應耦合充電變換器輸入部分及整機的復雜程度，增加了成本。而且，根據不同充電等級要求，感應耦合充電變換器可以選擇兩級結構（前級為PFC＋后級為充電器電路）或PFC功能與充電功能一體化的單級電路。 4 變換器拓撲選擇根據SAE J-1773給出的感應耦合器等效電路元件值，及上述的設計考慮，這里對適用于三種不同充電模式的變換器拓撲進行了考察。如圖2所示，電動汽車車載部分包括感應耦合器的插孔部分及AC/DC整流及容?濾波電路。首先，對直接連接電容濾波的整流電路進行考察。適合采用的整流方式有半波整流，中心抽頭全波整流及全橋整流。其中，半波整流對變壓器的利用率低；全波整流需要副邊為中心抽頭連接的兩個繞組，增加了車載電路的重量和體積；全橋整流對變壓器利用率高，比較適合用于這種場合。輸出整流采用全橋整流電路，輸出濾波器采用電容濾波，輸入端采用了PFC電路以限制進入電網的總諧波量不會超標，這里采用的是單獨設計的PFC級。低功率時，PFC也可與主充電變換器合為帶PFC功能的一體化充電電路。如前所述，充電器設計中很重要的一個考慮是感應耦合器匝比的合理選取。為使設計標準化，按3種充電模式設計的感應耦合充電變換器都必須能夠采用相同的電動汽車插座。限制充電器高頻變壓器副邊匝數的因素包括功率范圍寬，電氣設計限制和機械設計限制。典型的耦合器設計其副邊匝數為4匝。對于低充電等級，一般采用1∶1的匝比，對于高充電等級，一般采用2∶1的匝比。對于30kW·h以內的儲能能力，隨充電狀態不同，電動汽車電池電壓在DC200～450V范圍內變化，變換器拓撲應當能夠在這一電池電壓變化范圍內提供所需的充電電流。 4.1 充電模式1 這是電動汽車的一種應急充電模式，充電較慢。按這種模式設計的充電器通常隨電動汽車攜帶，在沒有標準充電器的情況下使用，從而必須體積小，重量輕，并且成本低。根據這些要求，可采用單級高功率因數變換器，降低整機體積，重量，降低成本，獲得較高的整機效率。有兩個方案：兩個開關管的隔離式Boost變換器。在不采用輔助開關時，單級Boost級電路提供PFC功能并調節輸出電壓。當輸入電壓為AC120V時，輸入電壓峰值為170V，由于變壓器副邊匝數為4匝，輸出電壓的調節范圍為DC200～400V，因而變壓器可以采用1∶1的匝比，原邊繞組均采用4匝線圈。典型的電壓電流波形如圖6所示。當原邊開關管S1及S2均開通時，能量儲存在輸入濾波電感中，同時輸出整流管處于關斷態。當開關管S1及S2中任一個開關管關斷時，儲存能量通過原邊繞組傳輸到副邊。由于變換器的對稱工作，變壓器磁通得以復位平衡。為使輸入電感伏秒積平衡，必須滿足Vinmax≤(Np/Ns)VB(1－Dmin) 假定變壓器匝比為1∶1，最大輸入電壓為170V，則輸出電壓為DC200V時占空比為0.15，輸出電壓為DC475V時占空比為0.5。主開關管上的電壓應力為2VB。當輸出電壓為DC400V時，開關管電壓應力是DC800V，這一電壓應力相當高。而且，由于傳輸電纜和感應耦合器的漏感，器件電壓應力可能會更高。為了限制器件最大電壓應力，可以采用圖5所示的無損吸收電路。但無論是在哪種情況下，都必須采用1200V電壓定額的器件。因高耐壓的MOSFET的導通電阻較高，導通損耗就會很大。因而，要考慮采用低導通壓降的高壓IGBT。但IGBT器件開關損耗也限制了開關頻率的提高。開關管的平均電流為ISavg=(1/2)ILavg 對于1.5kW功率等級，輸入電流有效值為15A，平均開關電流是13A，峰值電流為22A，需要電流定額至少為30A的開關器件。盡管這個方案提供了比較簡單的單級功率變換，但也存在一些缺陷，如半導體器件承受的電壓應力較高、輸出電壓調節性能差，輸出電流紋波大。為了降低器件的開關損耗，可以采用圖5所示的軟開關電路。給MOSFET設計的關斷延時確保了IGBT的ZVS關斷。在電流上升模式中，MOSFET分擔了輸出濾波電流，其電壓應力為IGBT的一半。從而，可以采用600V的器件。同時，因關斷損耗的降低，開關頻率得以提高。另一個降低器件電壓定額的方案是采用兩級變換結構。前級PFC校正環節可以采用帶有軟開關功能的Boost變換器，允許高頻工作。后級DC/DC功率變換級，可以采用半橋串聯諧振變換器，提供高頻電流鏈。圖7給出了適用于充電模式1的兩級功率變換電路結構圖。若輸入電網電壓是AC115V，為了降低DC/DC變換器的電流定額，輸出電壓可以提升到DC450V。這樣Boost級功率開關管可以采用500～600V的MOSFET，半橋變換器的開關器件可以采用300～400V的MOSFET。由于采用半橋工作，感應耦合器可以采用1∶2的匝比。若原邊繞組為4匝，則副邊繞組為8匝。Boost開關管的電流定額是30A，而半橋變換器開關管的電流定額是20A。